Was ist ein DC/DC-Konverter Teil 4

Da bei der Synchrongleichrichtung ohne Rückstromschutz der Rückstrom über den gesamten Laststrombereich kontinuierlich fließen kann, wird die Ausgangsspannung Vout wie folgt ausgedrückt:
Vout = Vin × Ton / (Ton + Toff).
Bei der nichtsynchronen (Dioden-)Gleichrichtung hingegen, wie in Abbildung 2(4) dargestellt, schalten sich sowohl der High-Side-SW, S1, als auch die Diode aus, da die Diode keinen Rückwärtsstromfluss der Spule zulässt, und es gibt eine Periode, in der der Strom null ist. Dies wird als diskontinuierlicher Leitungsmodus (DCM) bezeichnet. Im diskontinuierlichen Leitungsmodus ist eine Steuerung des Zeitverhältnisses nicht möglich.

Vergleich des Wirkungsgrads zwischen aktueller synchroner und nichtsynchroner Gleichrichtung
Da ich bisher von idealen SWs und idealen Dioden ausgegangen bin, haben beide einen Wirkungsgrad von     100 %. An dieser Stelle möchte ich den Wirkungsgrad der synchronen und nicht-synchronen Gleichrichtung mit tatsächlichen SWs und Dioden vergleichen.

Wie in Abbildung 4(1) dargestellt, werden MOSFETs in der Regel für SWs verwendet. Der Einschaltwiderstand von MOSFETs, d. h. der Widerstand von MOSFETs im leitenden Zustand, der in DC/DC-Wandlern verwendet wird, beträgt im Allgemeinen weniger als einige zehn oder einige hundert mΩ. (Je größer der MOSFET ist, desto geringer ist der Einschaltwiderstand).

Andererseits wird, wie in Abbildung 4(2) gezeigt, im nichtsynchronen Wandler eine Schottky-Sperrschichtdiode verwendet, die eine relativ kleine Durchlassspannung Vf hat.

Die Vf-Spannung der Schottky-Barriere-Diode liegt im Allgemeinen im Bereich von 0,3 V bis 0,5 V.

Berechnen und vergleichen wir die Verluste bei einem Laststrom von 1 A, wobei der Einschaltwiderstand der Low-Side-SW, S2, für die synchrone Gleichrichtung 50 mΩ und der Vf der nicht-synchronen Gleichrichtungsdiode, D1, 0,5 V beträgt. Die Verluste der synchronen und der nicht-synchronen Gleichrichtung sind bei Ton gleich, vergleichen wir also die Verluste bei Toff.

Die nichtsynchrone (Dioden) Gleichrichtungsmethode hat den Vorteil, dass sie den Entwurf von Steuerschaltungen in DC/DC-Wandlern vereinfacht, da sie nur die Steuerung von SW S1 erfordert, um Energie in der Induktivität zu speichern. Daher wurde sie weithin verwendet.

Allerdings wird die von DC/DC-Wandlern gelieferte Spannung immer niedriger, da LSIs wie CPUs immer feiner und integrierter werden. Das bedeutet, dass die Toff-Periode länger wird, wenn man davon ausgeht, dass die Eingangsspannung des DC/DC-Wandlers konstant ist. Mit anderen Worten, der Ausgangsstrom fließt über einen längeren Zeitraum durch die Gleichrichterdiode, so dass der Verlust durch die Vf-Spannung der Gleichrichterdiode nicht mehr vernachlässigt werden kann, wie in der vorherigen Berechnung gezeigt. Aus diesem Grund haben sich synchrone DC/DC-Wandler durchgesetzt.

Verbesserung des Wirkungsgrads der Synchrongleichrichtung bei geringer Last durch Hinzufügen einer Rückstromschutzfunktion

Wenn bei der Synchrongleichrichtung der Laststrom kleiner als die Hälfte des Ripplestroms ist, fließt der Induktionsstrom in umgekehrter Richtung. Dieser Rückstrom, der durch die Widerstandskomponente des High-Side- und Low-Side-MOSFET SW fließt, verursacht Verluste. Dies ist einer der Faktoren, die den Wirkungsgrad der Synchrongleichrichtung bei leichten Lasten verringern. Ein DC/DC-Wandler mit zusätzlicher Rückstromschutzfunktion, die den Low-Side-MOSFET ausschaltet, wenn ein Rückstrom erkannt wird, verringert diesen Verlust.

Wenn der Rückstrom der Low-Side verhindert wird, kann keine Energie in der Induktivität durch Rückstrom gespeichert werden und somit kann auch kein Rückstrom zur High-Side fließen, um die gespeicherte Energie freizusetzen. Um den Rückstrom zu verhindern, ist eine Abschaltsteuerung nur für die Low-Side-SW erforderlich.

Durch Hinzufügen einer Rückstromschutzfunktion ist der Betrieb von synchronen DC/DC-Wandlern bei geringer Last gleichwertig mit dem von nicht-synchronen (Dioden) DC/DC-Wandlern.

Hinweis: PWM-Steuerung mit oder ohne Rückstromschutz

Der Betrieb von synchronen DC/DC-Wandlern mit PWM-Steuerung unterscheidet sich je nach "mit" und "ohne" Rückstromschutz. Im Allgemeinen wird der Fall "mit" Rückstromschutz, der ähnlich wie die nichtsynchrone (Dioden) Gleichrichtung funktioniert, als "normale PWM" bezeichnet. Der Fall "ohne" Rückstromschutz wird als "erzwungene PWM" bezeichnet.

Hochfrequenzrauschen, das durch diskontinuierlichen Leitungsbetrieb aufgrund von Rückwärtsstromschutz erzeugt wird

Bei synchronen DC/DC-Wandlern ohne Rückwärtsstromschutz (Forced PWM) fließt der Induktionsstrom in umgekehrter Richtung, wenn der Laststrom unter den Mittelwert des Induktionsrippelstroms (= die Hälfte des Rippelstroms) bei leichter Last fällt. Der Induktionsstrom fließt kontinuierlich und der PWM-Betrieb, der die Ausgangsspannung über das Zeitverhältnis regelt, kann wie bei hoher Last aufrechterhalten werden. Der Induktionsstrom fließt in diesem Fall kontinuierlich und dieser Betrieb wird als Continuous Conduction Mode (CCM) bezeichnet. Abbildung 5(1) zeigt ein Bild der Betriebswellenform des Lx-Knotens und des Induktorstroms in diesem Fall.

Ist hingegen die Rückstromschutzfunktion aktiviert, schaltet sich der Low-Side-SW in dem Moment aus, in dem der Induktorstrom in umgekehrter Richtung zu fließen beginnt.
Infolgedessen wird die Periode mit einem Induktorstrom von Null fortgesetzt. Dieser Vorgang wird als diskontinuierlicher Leitfähigkeitsmodus (DCM) bezeichnet. Wenn der Versorgungspfad des Induktionsstroms am Lx-Knoten unterbrochen wird, kommt es am Lx-Knoten aufgrund der in der Induktivität und der parasitären Kapazität gespeicherten Energie zu einer LC-Schwingung (Ringing), wie in Abbildung 5(2) dargestellt. Dies führt zu einem hochfrequenten Rauschen.

Wirkungsgradverlust von DC/DC-Wandlern

Ich habe kurz über die Verluste bei der synchronen Gleichrichtung und der nicht-synchronen (Dioden) Gleichrichtung gesprochen, hier erkläre ich auch die Verlustfaktoren bei allgemeinen DC/DC-Wandlern.

Der Wirkungsgrad idealer DC/DC-Wandler beträgt 100 %, aber tatsächliche DC/DC-Wandler haben mehrere Verlustfaktoren, die den Wirkungsgrad verschlechtern. Die Verluste lassen sich grob in zwei Arten einteilen: Gleichstromverluste aufgrund des Laststroms Iout, der durch die ohmsche Komponente des Stromkreises fließt und Wechselstromverluste aufgrund des Schaltvorgangs von DC/DC-Wandlern. Ich werde hier die wichtigsten Verlustfaktoren in synchronen DC/DC-Abwärtswandlern erläutern. Bisher haben wir DC/DC-Wandler nur anhand eines einfachen SWs-Diagramms dargestellt. Sehen Sie sich nun Abbildung 6-1 an, die die realen Schaltungselemente zeigt, um die Verlustfaktoren zu erklären. Der High-Side-SW wird durch einen P-Kanal-MOSFET und der Low-Side-SW durch einen N-Kanal-MOSFET ersetzt und es wird eine SW-Steuerschaltung hinzugefügt.

(1) DC-Verlust

Ein Verlust entsteht durch den Laststrom Iout, der während der Ton- und Toff-Perioden durch die Widerstandskomponente der SWs und die Gleichstrom-Widerstandskomponente (DCR) der Induktivität fließt. Es gibt eine Verlustleistung, die durch den Steuerkreis verbraucht wird.

Diese Verluste fallen in diese Kategorie. Abbildung 6-2 zeigt die wichtigsten DC-Verlustfaktoren.

  1. Verlust durch den On-Widerstand von Pch/Nch MOSFET SW

Der Durchlasswiderstand, d. h. die Widerstandskomponente im leitenden Zustand, des MOSFET als SW beträgt einige zehn oder einige hundert mΩ. Der Verlust während der Ton-Periode wird durch den Einschaltwiderstand, Ron_p und Iout des P-Kanal-MOSFET-SW verursacht und der Verlust während der Toff-Periode wird durch den Einschaltwiderstand und Iout des N-Kanal-MOSFET-SW verursacht. Die Verluste während der Ton- und Toff-Perioden werden wie folgt ausgedrückt:

     Pon = Ron_p × Iout2 × Ton / T, und
     Poff = Ron_n × Iout2 × Toff / T,
     wobei T die Periode des PWM-Betriebs ist.

 2. Verlust durch den Gleichstromwiderstand (DCR) von Induktivitäten 

Da der Laststrom Iout im Dauerleitungsmodus des PWM-Betriebs kontinuierlich durch den DCR der Induktivität fließt, wird der Verlust Pdcr wie folgt ausgedrückt:
     Pdcr = Rdcr × Iout2 .

3. Verlust durch die Leistungsaufnahme des Steuerkreises

Da der SW-Steuerkreis bei der PWM-Regelung ständig in Betrieb ist, entsteht der Verlust Picc durch die Stromaufnahme Icc des SW-Steuerkreises.
Picc = Icc × Vin.
Da dieser Verlust unabhängig von Iout konstant ist, ist er einer der Faktoren, die die Effizienz bei geringer Last verschlechtern.

(2) AC-Verlust

Dieser Verlust tritt bei der SW-Umschaltung auf. Er wird daher auch als Schaltverlust bezeichnet. In Abbildung 6-3 sind die wichtigsten AC-Verlustfaktoren dargestellt.

 1. Verlust durch Ladung/Entladung der Gate-Kapazität von P-Kanal/N-Kanal-MOSFET SW

Das Ein- und Ausschalten des MOSFET SW wird durch Ändern der Gate-Spannung zwischen 0 V und Vin durch Laden und Entladen der Gate-Kapazität des MOSFET gesteuert. In einem Zyklus des PWM-Betriebs wird die elektrische Ladung, die an den Gate-Kapazitäten des MOSFET SW, Cg_p und Cg_n, geladen und entladen wird,
wie folgt ausgedrückt:

     Q = (Cg_p + Cg_n) × Vin.

Da die gesamte pro Sekunde verbrauchte Ladung dem Verbrauchsstrom entspricht, wird die Leistungsaufnahme (Verlust), Pgate, aufgrund des Ladens und Entladens der Gate-Kapazität wie folgt ausgedrückt:

     Pgate = (Cg_p + Cg_n) × Vin2 × Fsw,

 wobei Fsw die Oszillationsfrequenz für den PWM-Betrieb ist.
*Bei der PWM-Steuerung ist dieser Verlust unabhängig von Iout konstant, daher ist dies einer der Faktoren, die zum Effizienzverlust bei geringer Last beitragen. Dieser Verlust kann in den Gleichstromverlust aufgrund der Leistungsaufnahme des SW-Steuerkreises einbezogen werden.

2. Verlust aufgrund der EIN/AUS-Übergangszeit, Tr/Tf, des MOSFET SW

• Verlust für den Zeitraum Tr:
In dem Moment, in dem der High-Side-P-Kanal-MOSFET SW einschaltet, beträgt die Spannung am Knoten Lx 0 V. Da der Iout-Strom durch den P-Kanal-MOSFET SW unter der an beiden Enden anliegenden Vin-Spannung fließt, kommt es zu Leistungsverlusten. Nach einer Zeitspanne von Tr erreicht die Spannung am Lx-Knoten jedoch den Wert Vin (der Durchlasswiderstand des P-Kanal-MOSFET ist vernachlässigbar), so dass kein Verlust entsteht. Somit kann der Verlust für eine Tr-Periode anhand des Durchschnitts der Spannungen an beiden Enden des P-Kanal-MOSFET während der Tr-Periode berechnet werden.

• Verlust für den Zeitraum Tf:

Er lässt sich nach demselben Prinzip berechnen wie im Fall von Tr. Daher wird der Verlust für die Zeiträume Tr und Tf, Ptrtf, wie folgt ausgedrückt:
     Ptrtf = 1/2 × (Tr + Tf) × Vin × Iout × Fsw.

DC/DC-Wandler - Variation

Insbesondere gibt es eine synchrone PWM-Methode mit Rückstromschutzfunktion zur Verringerung der Gleichstromverluste im Vergleich zu einer nicht-synchronen (Dioden-)Gleichrichtungsmethode. Es gibt auch eine synchrone Gleichrichtungs-PWM-Methode ohne Rückstromschutz zur Verbesserung des Rauschens. Darüber hinaus wurde das VFM(PFM)-Verfahren in die Produktpalette aufgenommen, um die Effizienz bei geringer Last weiter zu verbessern.

• Nichtsynchrone (Dioden-)Gleichrichtung → Synchrone PWM-Methode mit Rückwärts-Stromschutz (Verbesserung bei DC-Verlust)
• Synchrone PWM-Methode mit Rückstromschutz → Synchrone PWM Verfahren ohne Rückstromschutz (Verbesserung des Rauschens)
• Synchrones PWM-Verfahren mit Rückstromschutz → Synchron VFM(PFM)-Methode (Verbesserung für AC-Verluste)

Ich habe bereits erläutert, dass bei der VFM(PFM)-Steuermethode, einer Steuermethode zur Verbesserung des Wirkungsgrads bei geringer Last, die Rauschfrequenz zu niedrigeren Frequenzen hin ansteigt, weil der Schaltzyklus mit abnehmendem Laststrom länger wird. Da die VFM(PFM)-Steuerungsmethode grundsätzlich im diskontinuierlichen Leitungsmodus arbeitet, erzeugt diese Methode außerdem unmittelbar nach der Stromunterbrechung hochfrequentes Rauschen aufgrund von Klingeln.

Aus diesem Grund gibt es verschiedene Regelungsmethoden für synchrone DC/DC-Wandler, die für unterschiedliche Anwendungen geeignet sind, z. B. für solche, bei denen der Wirkungsgrad oder die Rauschunterdrückung im Vordergrund stehen.

• Anwendungen, bei denen der Wirkungsgrad höchste Priorität hat: synchrone DC/DC-Wandler, die zwischen dem VFM(PFM)-Verfahren bei geringer Last und dem PWM-Verfahren mit Rückstromschutz über den gesamten Lastbereich umschalten können.
• Anwendungen, bei denen Rauschunterdrückung wichtig ist: synchrone DC/DC-Wandler, die Rückstrom zulassen.
• Erstere wird als PWM/VFM(PFM)-Auto-Switching bezeichnet, letztere als Forced PWM.

Kürzlich wurde ein einzelnes Produkt entwickelt, das zwischen der automatischen Gleichrichtungs-PWM/VFM-Schaltmethode und der erzwungenen PWM-Methode umschalten kann. Bei der Synchrongleichrichtungs-PWM/VFM-Auto-Switching-Methode liegt der Schwerpunkt auf einem hohen Wirkungsgrad, während bei der Forced-PWM-Methode die Rauschunterdrückung im Vordergrund steht, da sie einen Rückstromfluss zulässt und über den gesamten Bereich der Lastströme im Dauerbetrieb arbeitet. Es wurden auch Produkte mit Anti-Ringing-Maßnahmen entwickelt, um hochfrequentes Rauschen zu unterdrücken, das durch den diskontinuierlichen Leitungsmodus entsteht.

Tabelle 1 zeigt die Merkmale der einzelnen oben beschriebenen Rektifikationsmethoden

Autor ‚S‘ (Nisshinbo Micro Devices Inc.)
Seit seinem Eintritt in das Unternehmen war er lange Zeit an verschiedenen analogen und digitalen Designs beteiligt, z. B. an Gate-Arrays, Mikrocomputern, Speichern und Power-Management-ICs.

Danach beherrschte er auch die Prüftechnik für zusammengesetzte Stromversorgungs-ICs und wurde zu einem Spezialisten für Design, Prüfung und Ausbildung in seinem Fachgebiet.

Seine leicht verständlichen Erklärungen und seine höfliche Anleitung aus der Sicht des Zuhörers kommen bei den neuen Ingenieuren, die jedes Jahr in unser Unternehmen kommen, gut an. Seine Leistungen werden hoch gelobt, und jetzt arbeitet er als leitender Ingenieur in der Ausbildung jüngerer Generationen und als Berater für neue Technologien.

Text im Orginal